diskrete Solid-State-SRPP Vorstufe
Die SRPP Schaltung ist lange schon aus der Röhentechnik bekannt. Die einfache Grundschaltung ist vielfach variiert und angepasst worden, z.B. als White-Kathodenfolger, µ-Folger, etc.
Was sie auszeichnet ist eine vergleichsweise hohe Verstärkung, niedrige Ausgangsimpdanz und idealerweise symmetrische Ströme.
Dazu bedarf es jedoch einer bestimmten und konstanten Last. Sie muss auch aus einer qualitativ hochwertigen Spannungsquelle versorgt werden.
Stimmen die Vorbedingungen nicht, dann geht die Symmetrie flöten und es kann rauschen und gar schwingen. Die meisten Varianten sind auch eher als Kathodenbasisschaltungen mit einer gesteuerten Stromquelle als Anodenlast anzusehen. Als Röhrenschaltung muss man darauf achten, daß das Gitter der oberen Röhre auf etwa der halben Betriebsspannung als Ruhepotential liegt. Für MM-Phonostufen sieht man gelegentlich zwei SRPP-Stufen mit dazwischen liegender passiver RIAA-Entzerrung.
Grundsätzlich lässt sich diese Schaltungsstruktur auch mit Transistoren aufbauen, mit dem Vorteil, daß keine Heizleistung und verschiedene Heizungspotentiale bereitgestellt werden müssen. Zudem ist das Rauschen von bipolaren und FET Transistoren niedriger und die Steilheit höher.
Da das Kriterium der symmetrischen Ströme ohnehin nicht wirklich relevant ist, kann die RIAA-Entzerrung auch direkt am Kollektor/Drain des unteren Transistors abgenommen werden und der obere Transistor als gesteuerte Stromquelle arbeiten.
Dies ist eine der der ersten und simpelsten Schaltungen dieser Art, welche Alex Nikitin 1996 für Creek als OBH-8 entwarf. Sie besteht aus nur 5 gleichen bipolaren Transistoren.
Der Eingangstransistor Q1 ist in Emitterbasisschaltung beschaltet, die die Basisspannung über R12, C7 und R2 aus der grünen LED LED1 erhält. Der Signal abhängige Kollektorstrom wird über den Elko C3 ausgekoppelt und auf das RIAA-Netzwerk bestehend aus C4, R6, C5, C5B und R5 geführt.
Der frequenzabhängige Spannungsabfall steuert die Basis des Darlingtons aus Q2 und Q3. Die Basis von Q2 wird dc-weise aus dem Spannungsteiler aus R10 und R11 plus R12, parallel C15 gebiased. Dadurch daß der Emitter von Q3 phasengleich zum Kollektor von Q1 arbeitet wird der Widerstand R4 gebootstrapped. Sein dynamischer Widerstandswert beträgt ein vielfaches seines Wertes, sodaß Q1 eine sehr hohen Widerstandswert sieht, quasi eine Konstantstromwquelle als Last. Das Signal wird vom Emitter Q3 niederohmig ausgekoppelt. Q4 ist als Emitterfolger geschaltet mit Q5 als Last. Q5 bildet mit R13, LED1 und R9 die Konstantstromquelle. Das Signal wird über C6 ausgekoppelt. Die Betriebsspannung kommt aus einem 24V Steckernetzteil und wird mit einem LM317LZ auf 20V geregelt. Insgesamt eine sehr pfiffige, Bauteil arme Schaltung aus günstigen Standardbauteilen.
Eine erste klare Verbesserung lässt sich dadurch erreichen, daß Q1 nicht mehr als Eingangstransistor dient, sondern als kaskodierender Transistor mit fixer Basisspannung für einen JFET als Eingang. Dazu entfallen C2, R2, R12 und C7 und statt dessen wird der Bias-Strang R10, R11, R14 modifiziert und C13 und C14 kommen hinzu. Als Eingangstransistor dient nun ein J113 JFET, dessen Sourcewiderstand R3 seinen Arbeitspunkt definiert. Der Eingangswiderstand R1 wird auf 47k reduziert.
Zum einen bringt ein guter JFET Vorteile bezüglich des Rauschverhaltens und erlaubt zweitens den Entfall des Eingangskondensators C2 durch seine selbstleitende Eigenschaft. Q1 als Kaskode für J1 hält die Bandbreite begrenzende Millerkapazität niedrig und begrenzt die Drainspannung und damit die Verlustleistung des JFETs.
Das ist durchaus notwendig, da rauscharme JFETs meist große Gate-Strukturen mit hoher Kapazität aufweisen. Durch parallelschalten mehrer JFETs sind sogar Steilheiten und Rauschwerte erreichbar die den Anschluss von MC Tonabnehmern ermöglichen.
