Von der F5 zur SuperNOVA
es ist schon eine Weile her, daß mich mein freundliches Helferlein um Unterstützung für sein neues Projekt ansprach. Er wollte seine DIY-Kette um einen Leistungsverstärker vervollständigen.
Als Basis sollte Ihm eine Variante der VSSA, des Very Simple Symmetrical Amplifiers dienen.
Diese Schaltung wird auch unter andereren Kürzeln des öfteren in DIY-Foren besprochen, z.B. F5, TSSA, VSSA, NOVA, etc, jeweils mit geringen Unterschieden in der Schaltung und Bauteilauswahl.
Im Grunde handelt es sich um komplementärsymmetrische SingleEnded-Schaltungen, teils mit, teils ohne VAS-Zwischenstufe.
Hierbei ist die von Nelson Pass entworfene F5 besonders bauteilarm, da die Eingangs-JFETs Q1 und Q2 als selbstleitende Transistoren sich quasi selbst biasen. Da MOSFETs spannungs-gesteuerte Bauteile sind wurde hier zudem auf eine verbindende VAS-Stufe verzichtet.
Varianten dieser Schaltung arbeiten mit einem Mix aus bipolaren Transistoren und MOSFETs bis hin zu rein bipolaren Ausführungen.
Leider weisen mittlerweile alle Varianten das Problem der Beschaffbarkeit der Bauteile auf. Hiervon sind JFETs und laterale MOSFETs am stärksten betroffen. Die Varianten mit vertikalen MOSFETs und bipolaren Transistoren erfordern dagegen einen höheren Schaltungsaufwand und weisen nicht mehr den Charme der Simplizität auf.
Bilder der SuperNOVA PA2
Der zugehörende Thread findet sich im HiFi-Forum unter: "PA2 - Power Amp mit Lateral MOSFETs" http://www.hifi-forum.de/index.php?action=browseT&forum_id=103&thread=103&hl=PA2&postID=0#0
Schaltung:
Die Grundschaltung sollte aus dem Schaltbild einfach ersichtlich sein.
Die eine Hälfte der Schaltung wird gebildet aus Q1, Q3, M1 und M6, sowie die aus J12 bestehende Stromquelle. Die Rückkopplung besteht aus R17, R18, C6 und C20.
Der komplementäre Zweig besteht aus Q2, Q4, M2, M5, J11, sowie R4, R3, C5 und C17.
Der Strom durch J12 bestimmt den Ruhestrom durch Q1 und dessen Kollektorwiderstand R8.
Die Widerstände R15, R16 und der Trimmer P25 definieren zusammen mit J12s Kennlinie diesen Strom. Hier kommt mit dem BF256C, ein JFET mit hohem Idss zur Anwendung. Das erlaubt hohe Sourcewiderstandswerte, was sich günstig auswirkt auf den Innenwiderstand der Stromquelle, das Rauschen, sowie die Toleranzsensitivität des JFETs. Der Widerstand R27 übernimmt noch etwas Verlustleistung für den JFET. Da der JFET in den Emitter des Q1 speist, der gleichzeitig der Fußpunkt der Rückkopplung ist, sorgt er für eine deutlich verbesserte PSRR (Power Supply Rejection Ratio) gegenüber einer einfachen Speisung aus einem hochohmigen Widerstand.
Der Ruhestrom durch Q1 führt zu einem Spannungsabfall an R8, welcher Q3 aufsteuert und einen Strom durch R9 fliessen lässt. Der Spannungsabfall über R9 definiert dann den Ruhestrom durch Q3 und weiter über den Bias-Generator U1 und den komplementären Zweig mit Q4 und R13.
U1 und der Trimmer P28 sind so verschaltet, daß sich eine ziemlich temperaturkonstante Bias-Spannung zwischen den angeschlossenen Gates der Ausgangs-MOSFETs ergibt. Die LED D3 begrenzt diese Spannung auf ihre Flussspannung falls U1/P28 einmal versagen sollten.
Damit wird der Maximalstrom durch die MOSFETs auf ca. 200mA pro MOSFET begenzt.
Hier wird der Ruhestrom auf 100-150mA eingestellt, da in diesem Bereich sich der Null-Temperaturkoeffizient der lateralen MOSFETs befindet. Das ist im starken Gegensatz zu vertikalen MOSFETs und bipolaren Transistoren, welche durch ihren positiven Koeffizienten thermisch davon laufen würden. Laterale MOSFETs sind dagegen eigenstabilisierend, wenn sie mit ausreichend Ruhestrom gefahren werden. Dieser Bias-Generator ist für andere Ausgangsstufen und andere Ausgangstransistoren daher so nicht geeignet!
Bis zu einer Leistung von 0,5-1,0W läuft der Verstärker daher frei von Übernahmeverzerrungen in class-A. Dabei fallen etwa 5W Verlustleistung pro MOSFET an, sodaß für großzügige Kühlung gesorgt sein sollte. Die Dioden D4 und D5 sorgen als ´Catcherdioden´ dafür, daß eventuelle Überspannungen aus den Lautsprechern sicher begrenzt werden. Das Boucherot-Glied R19/C1 und das LR-Glied L1/R23 sorgen für Stabilität und HF-Belastung des Verstärkers.
Die kleinen Kondensatoren C13 und C14 sind Miller-Caps und dienen der Kompensation, bzw. Stabilität des Verstärkers. Wie beim L12-2 können hier Versuche mit 2-Punkt-Kompensationen durchgeführt werden.
Netzteil und Schutzschaltung:
Im Bild ist im linken Teil die Schutzschaltung und im rechten Teil das Netzteil zu erkennen.
Die Schutzschaltung basiert auf einem upc1237 von NEC, welches verschiedene Schutzmechanismen wie Offset-Sensoren und Einschaltverzögerung, sowie eine Relay-Ansteuerung enthält. Die Schutzschaltung wird aus einem eigenen kleinen Trafo versorgt.
Ein zweites Relay ist Teil einer Einschaltstrombegrenzung, die sich für Trafos ab ca. 300VA empfiehlt. Im rechten Teil findet sich ein CLC-Netzteil. Die Trafospannungen gelangen über die 4-polige Anschlussklemme auf einen Brückenschaltung aus schnellen Dioden, deren Verhalten zusätzlich durch RC-Glieder entschärft wird. Durch zwei 2200µF Elkos wird die gleichgerichtete pulsierende Spannung geglättet. Über zwei Kernspulen mit 2,2mH/0,3R geht es weiter auf zwei Dreier-Packs mit je 22000µF Elkos. Alle Elkos sind mit kleinen Kerkos für verbesserte HF-Impedanz gebrückt. Die zunächst geringe Siebkapazität, gefolgt von den Serienspulen sorgen dafür, daß die Gleichrichterdioden nicht mit sehr kurzen, aber sehr starken Stromnachladepulsen für die dicke Elkobank gestresst werden. Nicht nur stressen solche kurzen steilen Strompulse alle Bauteile, sie regen die Gleichrichterdioden sogar zu Oszillationen an und können Störpulse bis in die MHze herauf erzeugen. Die Induktivitäten verhindern dagegen zu starke Stromänderungen, sodaß Trafo und Gleichrichter besser ausgelastet werden und der Netzteil-Ausgang ruhiger ist.
Weitere üppige Elko-Ausstattung auf den Verstärkerboards sorgt für mehr als ausreichend Energiereserven vor Ort.
